В.ЛАЗОВИК (UT2IР)
КВ и УКВ №9 1998г.

ПРОСТОЙ ТРАНСИВЕР

Трансивер выполнен по схеме с двойным преобразованием частоты с переменной первой промежуточной частотой.

При разработке трансивера ставилась задача создания простого, доступного для повторения радиолюбителями аппарата, обладающего хорошими параметрами, с использованием распространенной элементной базы. Основные детали — кварцы, ЭМФ, КПЕ — использованы такие же, как и в трансивере UW3DI. Это позволяет или модернизировать старый аппарат, или изготовить новый, используя старые шасси и основные детали.

Трансивер выполнен на полупроводниковых приборах и микросхемах, за исключением драйвера и выходного каскада, чтобы максимально упростить переделку старых аппаратов, хотя нет никаких препятствий использовать любой из описанных в различной литературе транзисторных усилителей мощности. Имеет встроенную цифровую шкалу (из набора ЦШ-01).

Трансивер работает SSВ и СW в диапазонах 1,8; 3,5; 7; 14; 21; 28; 28,5 МГц. При наличии кварцевых резонаторов 16,6 (5,44) МГц, 12,068 (4,022) МГц, 18,89 (6,297) МГц можно ввести диапазоны 10, 18, 24 МГц.

Чувствительность приемного тракта при отношении сигнал/шум 10 дБ — 0,6 мкВ, с включенным УВЧ — 0,3 мкВ. Выходная мощность передатчика — не менее 50 Вт на всех диапазонах.

Общими для приемного и передающего трактов являются первый смеситель, диапазонный кварцевый гетеродин, тракт усиления первой ПЧ, второй смеситель, генератор плавного диапазона, первый каскад усиления второй ПЧ.

Принципиальная схема входного блока (аттенюатор, ДПФ, УВЧ) показана на рис.1.

Сигнал с антенны через нормально замкнутые контакты реле К1.1, К2.1 поступает на гнездо X1, а затем — на ступенчатый аттенюатор, выполненный на резисторах R1...R5. В трансивере предусмотрено подключение гнезда Х2 "Дополнительная антенна" через контакты реле К2.1.

В трансивере используются раздельные ДПФ в тракте приема и передачи. Данные ДПФ не приводятся, т.к. все зависит от имеющихся в наличии каркасов катушек и сердечников. Для того чтобы правильно изготовить ДПФ, необходимы измеритель частотных характеристик, высокочастотный мост и ГСС для измерения импедансов как самих ДПФ, так и каскадов, чтобы выполнить согласование всех цепей и минимизировать потери сигналов.

С ДПФ отфильтрованный сигнал поступает на отключаемый усилитель высокой частоты, построенный на мощном полевом транзисторе VТ1. Этот усилитель обладает относительно небольшим усилением, компенсирующим потери сигнала в ДПФ. Транзистор включен по схеме с общим затвором, что позволяет согласовать УВЧ по входу и выходу в широкой полосе частот. Для согласования усилителя со смесителем служит трансформатор Тр1. Он намотан на кольце 600НН К10х6хЗ и содержит 2х15 витков провода ПЭЛШО-0,15.

Также была опробована схема УВЧ с местной АРУ, показанная на рис.2.

Для исключения перегрузки УПЧ и смесителя мощными сигналами или помехами применена система АРУ, работающая в полосе пропускания входного полосового фильтра. Достоинство такой регулировки состоит в том, что при сравнительно большом уровне полезного сигнала можно вести прием, когда динамический диапазон мешающих входных сигналов превышает динамический диапазон трансивера, измеренный при полной чувствительности.

Широкополосная система АРУ выполнена на транзисторах VТ2...VТ5 и резисторном оптроне. Каскад на полевом транзисторе VТ2 является истоковым повторителем и служит развязкой между цепью УВЧ и цепями АРУ. При напряжении на входе VТ2 менее 30 мВ транзистор VТ5 открыт, и сопротивление резистора оптрона минимально. Вследствие этого значение отрицательной обратной связи в каскаде усилителя РЧ, определяемое сопротивлением фоторезистора, минимально, и каскад имеет максимальный коэффициент усиления. Сигнал, превышающий напряжение 30 мВ, после усиления транзистором VТЗ и выпрямления диодами VD1, VD2 становится достаточным для открывания транзистора VТ4. При этом транзистор VТ5 закрывается, и сопротивление оптрона возрастает, что приводит к снижению коэффициента усиления УВЧ. Это позволяет перенести верхнюю границу динамического диапазона в область больших входных сигналов, практически не уменьшая его величину, что выгодно отличает эту систему АРУ от большинства существующих. Для настройки с помощью R17 (рис.2) установливаем ток коллектора транзистора VТ5 20 мА. Затем на вход УВЧ подаем сигнал от ГСС. При входном напряжении около 30 мВ ток коллектора транзистора VТ5 должен начать уменьшаться. Порог срабатывания системы АРУ устанавливаем подстроенным резистором R15.

После УВЧ (или в обход него) сигнал поступает на блок первого смесителя (рис.3).

Смеситель собран по двойной балансной схеме на диодах VD1...VD8. При приеме сигнал поступает на первичную обмотку LЗ трансформатора Тр2. Преобразованный сигнал снимается со средней точки обмотки L4. Напряжение диапазонного кварцевого гетеродина усиливается широкополосным усилителем, выполненным на транзисторах VТ1 и VТ2. Схема хорошо отработана и в настройке не нуждается. Трансформаторы Тр2...Тр5 намотаны проводом ПЭЛШО-0,21 на ферритовых кольцах 1000НМ К10х6хЗ и содержат:
Тр2, Тр3 — 3х12 витков,
Тр4 — 3х6 витков,
Тр3 — 2х10 витков.

Для получения хорошей чувствительности и минимума пораженных частот диапазонный кварцевый гетеродин должен иметь минимум шумов и побочных колебаний. При выборе схемы кварцевого гетеродина было опробовано 15 различных схем генераторов. Спектральная частота измерялась анализатором спектра С4-74, проверялись параметры с контурами различной добротности и кварцами различной активности. Из всех опробованных лучшие результаты показала схема генератора Пирса (рис.4).

Все остальные, даже при самой тщательной регулировке, имели уровни гармоник только на 10...30 дБ меньше основного сигнала. У некоторых схем спектр гармоник доходил до 300 МГц. В схеме Пирса присутствует только вторая гармоника с уровнем -50 дБ, третьей и выше нет. Добротность в данной схеме контура не имеет большого значения. Практически одинаковые результаты получались с контурами с добротностью 50 и 200. Заземленные выводы конденсаторов емкостного делителя напряжения, подключенного параллельно кварцевому резонатору, должны припаиваться к шасси в одной точке.

Настройку схемы начинают с диапазона 21 МГц. Включается кварцевый резонатор на 15 МГц. Резонансная частота контура L1, СЗ составляет примерно 15 МГц. Точная подгонка в резонансе осуществляется подстроечным конденсатором С1. К обмотке связи подключаем любой ВЧ-вольтметр, амплитуда переменного напряжения может быть до 0,7 В. Конденсатором делителя С2 добиваемся уменьшения напряжения до минимально возможного, при котором схема устойчиво возбуждается. При этом напряжение, снимаемое с обмотки связи L2, должно составлять 0,15...0,25 В. Емкость конденсатора С2 может быть от 5 до 400 пФ, в зависимости от активности резонатора, частоты генерации и крутизны применяемого транзистора.

На диапазонах, где частота генератора выше 15 МГц, к контуру L1, СЗ подключаются индуктивности такой величины, чтобы сместить его резонанс на частоту кварцевого резонатора. На диапазонах, где частота кварцевого генератора ниже 15 МГц, к контуру L1, СЗ подключаются дополнительные емкости.

Схема буферного усилителя для цифровой шкалы приведена на рис.5.

Тр1 намотан на кольце 1000НМ К7х4х2 проводом ПЭЛШО-0,21 и содержит 2х10 витков. С выхода первого смесителя сигнал поступает на блок усилителя первой ПЧ (рис.6).

Первый каскад выполнен на мощном полевом транзисторе VТ1 типа КП903А. В режиме RX каскад работает как усилитель с общим затвором с коэффициентом "усиления 10... 15 дБ и служит для согласования смесителя с перестраиваемым ФСС первой ПЧ.

С выхода первого каскада УПЧ сигнал с катушки связи L1 поступает на перестраиваемый ФСС. Если оставить ФСС от трансивера UW3DI на сердечниках СБ-12, то добротность каждого контура составляет 80...90, и ФСС будет иметь полосу 100...120 кГц, что слишком много. Для сужения полосы пропускания ФСС я использовал высокочастотные ферритовые сердечники с двумя отверстиями с проницаемостью 30 ВЧ. Так как крайние контура нагружены, то естественно, их добротность снижается, а средний контур остается с большой добротностью, форма АЧХ искажается. Чтобы это устранить, пришлось подобрать сердечники с различной добротностью: для крайних контуров — 250, для среднего — 160. Конденсаторы связи—0,8...1 пФ. Полоса пропускания такого ФСС составляет не более 40 кГц. В связи с этим пришлось очень тщательно выполнить сопряжение ФСС и плавного гетеродина. Для этого я использовал ИЧХ, подключенный как показано на рис.7.

Полосу пропускания ИЧХ устанавливаем 1 МГц, чтобы видеть одновременно характеристику ФСС и метку ГПД. Сопряжение проводится так, чтобы во всей полосе пропускания ФСС метка ГПД отстояла бы от максимума АЧХ ФСС точно на 500 кГц. Перейдем к дальнейшему рассмотрению работы схемы блока усилителя первой ПЧ (рис.6). Сигнал после ФСС снимается с обмотки связи L5 выходного контура ФСС и подается на усилитель, выполненный на VT2. Схема аналогична первому каскаду на VT1 с той лишь разницей, что в режиме RX каскад работает как истоковый повторитель.

Если использовать ФСС от трансивера UW3DI без переделки, то усиления в режиме ТХ достаточно для работы первого смесителя, если же использовать описанный выше вариант узкополосного ФСС, у которого большое затухание, то в точке "А" ставится дополнительный усилитель, который при помощи реле включается на передачу, а в режиме RX не используется. Схема этого усилителя также показана на рис.6. Все трансформаторы блока усилителя первой ПЧ одинаковы. Они намотаны на кольцах 1000НМ К 10х6х3 проводом ПЭЛШО и содержат 2х12 витков.

Схема блока второго смесителя показана на рис.8.

Второй смеситель выполнен по кольцевой балансной схеме. Напряжение с ГПД, пройдя через ФНЧ с частотой среза 7 МГц, поступает на Тр2 смесителя. Преобразованный сигнал снимается с Тр1 и поступает на первый реверсивный усилитель второй ПЧ, выполненный на мощном полевом транзисторе КП903А. С выхода усилителя сигнал подается на ЭМФ, коммутируемые при помощи реле в зависимости от вида работы. Настройка согласования ЭМФ производится сначала конденсаторами С1, С2, СЗ, С4, а затем, не изменяя С1 и С4, подбирают С5...С8 по наибольшей равномерности АЧХ в полосе пропускания. Данные емкостей не приводятся, т.к. они сильно зависят от конкретных ЭМФ. Катушки L1...L3 ФНЧ намотаны на резисторах МЛТ-0,5 с сопротивлением более 150 кОм и содержат по 33 витка провода ПЭЛШО-0,1. Трансформаторы Тр1...Тр4 — одинаковы, намотаны на кольцах 1000 НМ К10х6хЗ проводом ПЭЛШО-0,25 и содержат 2х12 витков.

Генератор плавного диапазона (рис.9) выполнен по схеме, примененной в приемнике Р-250, только лампы заменены на полевые транзисторы.

К достоинству схемы относится хорошая спектральная чистота выходного сигнала. Реально (измерено анализатором спектра С4-74) вторая гармоника подавляется регулировкой резистора R6 на 70 дБ, уровень третьей гармоники -60 дБ. Сигнал ГПД, пройдя ФНЧ с частотой среза 7 МГц, имеет очень хорошую спектральную чистоту. Трансформатор Тр1 намотан на кольце 1000НН К10х6хЗ проводом ПЭЛШО-0,25 и содержит 2х5 витков. При настройке схемы следует добиваться режима работы усилителя на VT4, VT5 в классе А, т.е. линейного усиления, иначе возможна ситуация, когда с ГПД выходит синусоидальный сигнал, а после усиления уровень гармоник резко растет. Для усилителя на VT6, VT7, работающего на цифровую шкалу, содержание гармоник в выходном сигнале не имеет значения.

Сигнал второй ПЧ поступает на двухкаскадный УПЧ, выполненный на полевых транзисторах типа КП350А (рис.10).

Т.к. основное усиление приходится именно на эти два каскада, повышение чувствительности этих каскадов возможно только после реализации фильтра ПЧ с высокой прямоугольностью. Поэтому между каскадами стоит дополнительный ЭМФ, чтобы получить затухание за полосой пропускания всего тракта УПЧ на уровне 60...70 дБ. Схема особенностей не имеет, хорошо отработана, в наладке не нуждается, кроме настройки контуров в резонанс и согласования ЭМФ. Также необходимо отбалансировать диодный балансный детектор по максимуму подавления несущей на входе ФНЧ.

Схема усилителя низкой частоты и АРУ (рис. 11) заимствована из трансивера "Урал".

Опорный кварцевый генератор на 500 кГц (рис.12) собран по той же схеме, что и диапазонный кварцевый генератор. Методика настройки — та же.

Формирователь SSB-сигнала показан на рис.13.

Он выполнен на микросхеме К174УРЗ, нагрузкой которой является ЭМФ. С ЭМФ сформированный сигнал поступает на компрессор, а с его выхода — на реверсивный усилитель второй промежуточной частоты (рис.8). Затем сигнал, пройдя через второй смеситель, усилитель первой ПЧ (рис.6), первый смеситель (рис.3) и через двухконтурный ФСС, попадает на усилитель мощности. Усилитель — трехкаскадный, выходная лампа — ГУ-29, драйвер — 6Э5П и транзисторный усилитель — на КТ608. Выходной каскад и драйвер остаются те. же, что и были в трансивере UW3DI. Добавлен каскад усиления, показанный на рис.14.

Источник питания особенностей не имеет, он должен выдавать следующие напряжения:
+700 В — для питания анода выходного каскада ГУ-29;
+270 В — для питания анода драйвера 6Э5П;
+225 В — стабилизированное, получаемое из +270 В, для питания экранной сетки лампы выходного каскада;
-70 В — смещение для управляющей сетки лампы выходного каскада;
-6,3 В — накал ГУ-29, 6Э5П;
+15 В — для питания обмоток всех реле;
+12 В — стабилизированное, для питания транзисторной части схемы.