А. Визнер (RC2AM)
"Радиолюбитель" №1-4 1991г.
В двадцатые -- тридцатые годы, используя предельно простые по схеме приемники, радиолюбители проводили уникальные радиосвязи между континентами. Легенды того времени живы до сих пор, стимулируя у некоторой части коротковолновиков ностальгию и уважение к старым аппаратам. Между тем беспристрастное исследование уровня радиоприемной и радиопередающей техники тех лет показывает, что причиной успеха в те годы было не качество аппаратуры и даже не операторское мастерство, а чрезвычайно низкий уровень загруженности коротковолнового спектра радиоволн. Постепенно, с увеличением мощности передатчиков, плотности их расположения на частотах, возрастал уровень помех от побочных излучений, а также за счет каналов внеполосного приема в приемнике. После того, как все ресурсы повышения избирательности приемников были исчерпаны, любительские станции так же, как и коммерческие, взялись заповышение мощности передатчиков, что еще больше усугубило проблему взаимных помех.
Широкое применение однополосной модуляции (SSB) создало новую проблему — шумовое излучение радиопередатчика, которое неизбежно в связи с тем, что его ВЧ тракт работает в режиме линейного усиления (сплошной канал от микрофона до усилителя мощности) с переменной амплитудой сигнала.
Понятия динамического диапазона приемника и многосигнальной избирательности вошли в обиход конструкторов и разработчиков с начала шестидесятых годов в связи с разработкой локаторов загоризонтного обнаружения, работающих одновременно на ограниченных территориях (кораблях, самолетах и т.д.). Несколько позже началось обсуждение проблемы динамического диапазона приемника и в радиолюбительской литературе, причем здесь не обошлось без спекуляций и мистики: помехи, вызванные низкой избирательностью приемника по побочным каналам (промежуточной частоте, зеркальному каналу и т.д.), объяснялись недостаточным динамическим диапазоном, на узкий динамический диапазон "списывались" принципиально неустранимые помехи — от белого шума передатчиков, станций радиоглушения и даже гармоник вещательных станций.
Прежде всего необходимо отметить, что невозможно определить одну величину, исчерпывающим образом характеризующую динамические данные приемника. Для описания характеристик приемника используется несколько величин, каждая из которых определяет возможность выделения полезного сигнала в различных условиях приема при работе с разными видами модуляции. Однако практически все динамические характеристики приемника связаны с процессом интермодуляции — возникновения дополнительных продуктов с различными частотами при одновременном воздействии на вход приемника двух и более сигналов.
Процесс обнаружения интермодуляционных помех популярным образом продемонстрирован в статье К.Бренндорфера, напечатанной в журнале "Функшау" (N 10 за 1981 г.), выдержку из которой приводим ниже.
Представьте себе, пишет К.Бренндорфер, что вы принимаете коротковолновым приемником на 40 метрах только два передатчика: один — на частоте 7,04 МГц, другой — на 7,06 МГц. Эти передатчики создают на входе приемника напряжение по 5 мВ на 50 Ом. Изменяя настройку вашего приемника, вы обнаружите, что на 7,02 и 7,08 МГц тоже можно кое-что услышать. Изменяем частоту дальше — вверх или вниз — и устанавливаем, что каждые 20 кГц появляется несущая. Эти несущие, названные продуктами взаимной интермодуляции, возникают чаще всего в предварительном каскаде, смесителе приемника либо другом каскаде до фильтра основной селекции.
На рисунке приведена диаграмма, поясняющая взаимосвязь динамических характеристик приемника по различным критериям [1].
Здесь DB - диапазон линейности динамической характеристики приемника, который в первую очередь характеризует односигнальный динамический диапазон, а также уровень блокирования. Он простирается от уровня шума приемника RFrx до уровня, когда нарушается пропорциональность выходного сигнала входному. Диапазон DB3 характеризует допустимую величину двух сигналов с различными частотами, действующих одновременно на входе приемника, при которой еще не возникает продукт их взаимодействия 2f1 ± f2, 2f2 ± f1 (вернее, когда уровень этого продукта не превышает RFrx). При уровнях сигналов выше этой точки на выходе приемника неизбежно возникает составляющая третьего порядка, причем она растет быстрее, чем уровень основного сигнала, и, наконец, при некотором значении уровень основного сигнала и интермодуляционной составляющей совпадают. Этот уровень называется точкой пересечения по продуктам третьего порядка IP3. Интервал, отделяющий точку IP3 от уровня собственных шумов приемника, определяют динамический диапазон по блокированию и динамический диапазон по интермодуляции. Блокированием в приемной технике называется изменение уровня полезного сигнала под воздействием помехи, частота которой не совпадает с частотой полезного сигнала.
Этот параметр удобен для сравнения приемников, работающих в режиме CW. Интермодуляция — перенос модуляции мешающего сигнала в полосу частот модуляции полезного сигнала, опять-таки в случае, когда частоты несущих полезного сигнала и сигнала помехи не совпадают. Этот параметр удобен в режимах SSB, SSTV, RTTY. Аналогичным образом можно определить динамические характеристики приемника при двух мешающих сигналах (трехсигнальная избирательность) и т.д. Но чаще всего при сравнении показателей приемников ограничиваются двухсигнальными параметрами.
Весьма интересным представляется тот факт, что высокой многосигнальной избирательностью, как правило, обладают довольно простые по схеме приемники, имеющие до фильтра основной селекции не более одного преобразователя частоты. Часто приемники, имеющие одну и ту же функциональную схему, различаются по динамическому диапазону на 30 дБ и более в зависимости от параметров элементов и режимов их работы. Например, тщательное согласование смесителя и фильтра первой ПЧ за пределами полосы пропускания может увеличить динамический диапазон на 20 дБ без изменения схемы остальных каскадов.
Все это показывает важность отработки каждого из элементов схемы и выполнения некоторых "канонов" при построении функциональной схемы приемника.
Общепринято, что приемник с большим динамическим диапазоном должен строиться по схеме с одним преобразованием без усилителя ВЧ либо с несколькими преобразованиями, но с кварцевым фильтром по первой ПЧ. Но практическая реализация такого простого технического решения часто наталкивается на целый ряд трудностей, в связи с чем необходимо сделать несколько замечаний.
Построение схемы приемника без УВЧ не избавляет от необходимости обеспечения избирательности по побочным каналам приема. В случае если первая ПЧ лежит в диапазоне до 30 МГц, необходимо учитывать не только зеркальные частоты, но и преобразования на гармониках гетеродина.
Например, при первой ПЧ 5000 кГц и частоте гетеродина 9000 кГц (для диапазона 14МГц) преобразование по второй гармонике гетеродина дает канал 18000 - 5000 -13000 кГц, который близко расположен к основному, и подавить его двухконтурным ФСС невозможно. При ПЧ 5500 кГц этот канал вообще совпадает с вещательным диапазоном, что создает дополнительные трудности. Именно это явление и наблюдается в широко известном трансивере "Атлас-210", обладающем очень высокой многосигнальной избирательностью (IP-23 дБ).
Применение сложных полосовых фильтров на входе создает дополнительные трудности с обеспечением чувствительности приемника, поскольку затухание в этих фильтрах может достигать 10 дБ. Указанные трудности не позволяют путем простой замены элементов смесителя, гетеродина и фильтров превратить "обычный" приемник в приемник с широким динамическим диапазоном. Поэтому остановимся на построении схемы приемника, специально предназначенного для обеспечения высокой многосигнальной избирательности.
К настоящему времени предложено множество схемных решений смесителя, которые можно свести к следующим вариантам:
1. Балансные схемы на полевых транзисторах.
2. Двойные балансные схемы на транзисторах и диодах.
3. Двойные кольцевые схемы на диодах.
Достоинством схем на полевых транзисторах является небольшое количество побочных продуктов преобразования и, как следствие, меньшее количество пораженных частот в приемнике. Следует особо подчеркнуть: ввиду того, что диодные смесители работают при высоких уровнях сигнала гетеродина (до 10... 100 мВт), резко повышается уровень продуктов преобразования высоких порядков (10...25), поэтому обычно встречающиеся в литературе утверждения о большей спектральной чистоте сигнала на выходе диодных балансных схем не имеют ничего общего с действительностью. На рис. 1 для сравнения показаны спектрограммы выходных сигналов балансного смесителя на мощных полевых транзисторах (КП901), работающего при уровне сигнала гетеродина 1 мВт и-уровне входного сигнала 0,1 мВт (рис. 1,а), и соответствующая спектрограмма кольцевого диодного смесителя SRA ЗН, работающего при уровне гетеродина 50 мВт и входном сигнале 5 мВт (рис.1 ,б).Сравнение спектрограмм убедительно показывает важность фильтрации на выходе смесителя и тщетность ожиданий подавления нежелательных продуктов преобразования в балансных схемах.
Только тщательный подход к выбору первой ПЧ, лежащей выше рабочих частот, согласованию входов и выхода смесителя, фильтра первой ПЧ позволяет реализовать главное преимущество кольцевых диодных смесителей — широкий динамический диапазон без ущерба для избирательности до побочным каналам.
Балансные схемы на транзисторах дают некоторое усиление сигнала, но по остальным параметрам даже при использовании мощных транзисторов они уступают смесителям на диодах. Пожалуй, единственным их преимуществом можно назвать меньшие требования к мощности гетеродина. Тщательные эксперименты показывают, что значение параметра IP21 у таких схем всегда ниже, чем у схем на диодах [2].
Значение параметра IP21 диодных смесителей зависит от уровня сигнала гетеродина, который способен выдержать смеситель. Для повышения предельно допустимой величины мощности гетеродина применяется последовательное либо параллельное соединение диодов в каждом плече смесителя. С целью лучшего "использования" мощности гетеродина прибегают также к формированию сигнала типа "меандр". Но если
диоды в смесителе с запасом выдерживают мощность гетеродина, в этом нет необходимости, так как они в любом случае работают в ключевом режиме из-за ограничения напряжения на р-n переходе диодов. Работа смесителя при больших уровнях накладывает жесткое требование к наличию побочных частот и к уровню фазового шума в спектре гетеродина, что необходимо учитывать при выборе его схемы, особенно если предполагается использовать предварительное смешение частот (т.н. "прямой синтез").
Схема смесителя [1] показана на рис. 2.
Смеситель работает при уровне гетеродина 200 мВт, что соответствует уровню среднеквадратичного напряжения 3,3 В. В смесителе применяется параллельное включение диодов Шоттки. Экспериментальная проверка смесителя проводилась с диодами КД514, ЗА527, АД516 - с близкими результатами. Все трансформаторы намотаны на ферритовых кольцах 100НН с внешним диаметром 10 мм. Количество витков -- 10. Конструкция трансформаторов и способ их намотки понятны из рисунка.
Следует предостеречь от применения такого смесителя в приемниках с переменной первой ПЧ. Широкая полоса пропускания LC фильтров первой ПЧ не позволяет отфильтровать множество побочных продуктов преобразования, которые в конечном счете на второй ПЧ создают сплошную сетку пораженных частот. На ВЧ входе такого смесителя необходимо включить фильтр нижних частот, препятствующий проникновению частот ниже 1,5 МГц и выше 32 МГц. В качестве таких фильтров удобно использовать схему, предложенную Д.Роде [3] и показанную на рис. 3.
Фильтр дает затухание не более 0,5 дБ в диапазоне 1,5... 30 МГц и практически не уменьшает чувствительность приемника.
Между фильтром и смесителем можно включить усилитель высокой частоты, который в некоторых случаях может оказаться полезным (на частотах выше 20 МГц). Одна из схем, хорошо зарекомендовавших себя па практике, приведена на рис. 4. Трансформаторы намотаны на кольцах 100НН диаметром 10 мм в три провода.
В смысле достижения максимальной многосигнальной избирательности было бы заманчиво включить непосредственно на выходе такого смесителя кварцевый фильтр. Однако здесь возникает ряд проблем (главная из них — неизбежные потери сигнала в кварцевом фильтре) , которые резко повышают требования к шумовым параметрам усилителя первой ПЧ.
Вторая проблема — согласование входного сопротивления фильтра со смесителем, оптимальное сопротивление нагрузки которого лежит в пределах 50... 100 Ом. При типичных значениях затухания сигнала в смесителе (8 дБ) и фильтре (6 дБ) даже при "нулевом" шуме тракта ПЧ коэффициент шума такого приемника не может быть лучше 13 дБ. Поскольку требования к крутизне скатов фильтра первой ПЧ неизмеримо ниже, чем к крутизне скатов фильтра второй ПЧ, первый можно оптимизировать по минимуму затухания в полосе прозрачности и уменьшить затухание до 2.. .3 дБ.
Применение современных транзисторов позволяет создать тракт первой ПЧ с фактором шума около 3 дБ на частотах 30...50 МГц. Таким образом, оказывается возможным создать приемник, не имеющий активных элементов до кварцевого фильтра с фактором шума 12... 15 дБ, что вполне допустимо на частотах ниже 30 МГц. Именно так поступили специалисты фирмы "Telefunken", разрабатывая свой приемник Е 1700.
Здесь еще раз нелишне подчеркнуть, что проблема создания такого приемника — отнюдь не радиолюбительская. Она возникла при разработке локационных станций загоризонтного обнаружения с компьютерной обработкой, предназначенных для определения параметров цели по анализу отраженных сигналов в широком диапазоне частот. Понятно, что достижение приемлемого в такой станции быстродействия исключает какие-либо перестройки преселекторов и переключения фильтров на входе, что требует высокой многосигнальной избирательности. Аналогично обстоит дело и в приемниках радиопеленгаторов.
Автором была предпринята попытка реализовать такую конструкцию входных цепей приемника, используя доступные элементы (рис 5).
На входе приемника включены последовательно два фильтра: верхних и нижних частот, далее — диодный смеситель и трехкристальный фильтр, в котором использовались кварцевые резонаторы от фильтра ФП2П2-1. После первого фильтра следует усилитель первой ПЧ на транзисторах КП312А и КП903А, за которым включен фильтр основной селекции по первой ПЧ -- ФП2П2-1 (35,5 МГц). Испытания такой схемы показали ее высокую многосигнальную избирательность (IP 120 дБм), но одновременно выявили по меньшей мере одну слабую сторону — наличие помех от станций, гармоники которых попадают в полосу частот первой ПЧ. Уровень этих помех зависит от напряжения гетеродина и практически не зависит от степени согласования выхода смесителя с фильтром. При первой ПЧ 35,5 МГц в наибольшей степени пораженной оказывается частота 17775 кГц, вторая гармоника которой попадает в полосу 35,5 МГц, и частота 11833 кГц, третья гармоника которой также равна 35,5 МГц. Обе эти частоты лежат в радиовещательных диапазонах, поэтому вероятность помех в такой схеме высока. Уменьшить влияние этого явления можно включением узкополосных фильтров, вырезающих частоты 17775 кГц и 11833 кГц, например, простейших кварцевых фильтров (рис.6).
Разумеется, при этом указанные частоты "приносятся в жертву", но это, как правило, не имеет практического значения. Возможен второй вариант. Путем тщательной балансировки смесителя при помощи триммера, подключенного параллельно одному из диодов, можно подавить помеху на наиболее сильно пораженной частоте (как правило, 17775 кГц).
Балансировку необходимо производить при работе приемника в диапазоне 18 МГц, поскольку на других диапазонах она нарушается. Теперь при работе приемника в диапазоне 18 МГц помеха устраняется балансировкой смесителя, при работе на остальных диапазонах — с помощью обычного последовательного контура (рис.8), который выключается при работе в диапазоне 18 МГц, чтобы избежать уменьшения чувствительности приемника.
Третьим, более кардинальным методом подавления указанных помех является повышение первой ПЧ до частоты, в которую не попадает по крайней мере третья гармоника ни одной из станций в рабочем диапазоне. Для KB приемника это требование выполняется при первой ПЧ выше 90 МГц — именно такое решение было применено в приемнике радостанции "Ядро" (F1 ПЧ 93 МГц). Разумеется, это приводит к удорожанию конструкции и повышению требований к первому гетеродину.
Потери в трехкристальном фильтре, показанном на рис. 5, составляют около 1,5 дБ на частоте 35,5 МГц, что позволяет без труда обеспечить необходимую чувствительность приемника. Однако, как оказалось на практике, даже замена этого фильтра на промышленный типа ФП2П2-1 позволяет обеспечить чувствительность, достаточную для работы без усилителя высокой частоты в полосе частот 1,5...25 МГц. На частотах выше 25 МГц может оказаться полезным включение дополнительного усилителя ВЧ. Но такой усилитель, опять-таки, неизбежно создаст помеху от частот, гармоники которых попадают в полосу первой ПЧ, причем если эти гармоники возникают в схеме усилителя, балансировка смесителя ничего не дает. Поэтому представляется целесообразным такой УВЧ делать перестраиваемым в диапазоне 14... 30 МГц.
Одна из возможных схем, используемых в трансивере UC2BF, показана на рис.9.
Несмотря на то, что УВЧ имеет один перестраиваемый контур, он легко решит проблему пораженных частот. При работе на частотах ниже 14 МГц необходимости в УВЧ не возникает, т.к. шум внешних помех на этих частотах значительно превышает уровень шума приемника.
Необходимо обратить внимание на правильный выбор полосы пропускания фильтра первой ПЧ. Для реализации максимальной многосигнальной избирательности полоса этого фильтра должна быть равна полосе пропускания приемника, необходимой для работы с данным видом излучения (2,7 кГц для SSB). Это условие реализуется в схеме на рис. 5.
При этом, однако, необходимо принять меры, чтобы спектр принимаемого сигнала во всех режимах (CW, USB, LSB, RTTY, SSTV, Packet и т.д.) укладывался в полосу прозрачности этого фильтра. Например, переключение боковых полос SSB в этом случае возможно только изменением частоты генератора на второй ПЧ (500 кГц и 503 кГц), при этом необходимо скомпенсировать погрешность цифровой шкалы путем дополнительной предустановки. Если же в приемнике предполагается смена полосы пропускания в различных режимах работы переключением фильтров (например, ЭМФ 500Н и 500В), полоса пропускания кварцевого фильтра первой ПЧ должна быть не ниже 6-7 кГц, что не всегда может быть реализовано в схеме, приведенной на рис.5. Этот способ перехода с нижней на верхнюю боковую удобен тем, что не требует изменения предустановки шкалы. Кроме того, при переходе с верхней боковой на нижнюю не требуется перестройки приемника, чтобы "остаться" на той же частоте. Поэтому такой метод чаще всего используется в профессиональных приемниках.
Существует расхожее мнение относительно легкости подавления внеполосных каналов приема и устранения пораженных частот в приемниках с преобразователем "вверх". Это мнение основывается на известных соотношениях, согласно которым, в случае когда первая ПЧ и частота гетеродина выше частоты принимаемого сигнала, большинство побочных продуктов преобразования также расположены выше частот сигнала. Однако практическая реализация схем таких приемников показала ошибочность этого мнения. Дело в том, что для достижения высокой многосигнальной избирательности первый смеситель должен работать при высоком уровне сигнала гетеродина - порядка 10В двойного размаха. Это само по себе создает серьезную проблему подавления шума и обеспечения спектральной частоты сигнала. Отсутствие УВЧ или небольшое усиление ВЧ создает неблагоприятные условия для тракта первой ПЧ, от которого в этом случае требуется высокая чувствительность. Но это одновременно повышает чувствительность приемника к побочным продуктам преобразования, или, другими словами, уменьшает соотношение уровня полезного сигнала к уровню сигнала на побочных продуктах преобразования. В результате, в приемниках с преобразованием "вверх" появляются пораженные точки, которые даже трудно "вычислить". Эти точки зачастую являются продуктом 10...30 порядков (например результат биений 7 гармоники первого гетеродина и 5 гармоники второго гетеродина), которые совершенно не заметны в обычных приемниках, работающих при небольших уровнях гетеродинов. Возможно, поэтому большинство номограмм учитывает пораженные точки обусловленные продуктами не более 5...7 порядка. К этому следует добавить отмеченные ранее каналы приема на частотах, гармоника которых попадает в полосу первой ПЧ. Кроме того. поскольку приемник строится по схеме с несколькими преобразованиями частоты, возрастает вероятность возникновения пораженных точек на частотах биений гетеродинов. Совместное действие перечисленных факторов создает довольно трудную проблему подавления паразитных каналов приема и устранения пораженных точек. Достаточно показательным является приемник радиостанции "Ядро", выпускаемый промышленностью. Этот приемник имеет
первую ПЧ в районе 90 МГц, а перечень его пораженных точек содержит более 150 частот! Поскольку первый смеситель этого приемника построен по балансной схеме на полевых транзисторах и имеет некоторое усиление сигнала, уровень сигнала в пораженных точках не слишком велик. При построении первого смесителя на диодах проблема может стать более реальной.
Решение указанной задачи лежит в области конструирования. Независимо от схем смесителей, усилителей, фильтров, необходимо соблюдать старые классические правила компановки и покаскадной экранировки узлов. В этом смысле "ультрасовременные" приемники мало отличаются от предшественников тридцатилетней давности с отдельными отсеками для каскадов, фильтрами по питанию, экранированными блоками и т.д. При разработке конструкций в любительских условиях также необходимо соблюдать эти принципы. Разумеется, здесь нет необходимости фрезерования и литья блока, их с успехом заменят отсеки из стеклотекстолита, поскольку эффект экранировки от веса не зависит. Но в то же время идея одноплатной конструкции здесь также не проходит.
Ниже приведен пример конструкции ВЧ блока, используемый автором в своем приемнике. ВЧ блок (рис. 10) содержит три отсека. В первом отсеке расположены входные фильтры с частотами среза 1,5 и 32 МГц. Схемы фильтров не отличаются от приведенных ранее. В качестве катушек индуктивности в фильтре верхних частот использованы дроссели ДМ 0,1 с индуктивностью 6 и 10 мкГн, индуктивности нижних частот — бескаркасные, намотаны на оправке диаметром 5 мм проводом ПЭВ 0,41, число витков для катушки 0,29 мкГн — 9, для катушки 0,26 мкГн — 8. Выводы катушек припаиваются непосредственно к площадкам на плате из стеклотекстолита. Антенный ввод соединен по постоянному току с землей через индуктивность, намотанную на ферритовом кольце К100НН диаметром 10 мм.
Во втором отсеке расположен усилитель высокой частоты, реле подключения УВЧ и смеситель. Их схемы также приведены ранее.
В третьем отсеке расположен диплексер, усилитель первой ПЧ, фильтр первой ПЧ и второй каскад усиления первой ПЧ. Принципиальная схема этой части ВЧ блока приведена на рис. 11.
Монтаж всех элементов выполнен на площадках без отверстий, исключение составляют только вводы питания, входа и выхода, которые подводятся с обратной стороны платы через отверстия и припаиваются к площадке. Подстроечный конденсатор балансировки (о его назначении говорилось ранее) устанавливается непосредственно на площадке одного из четырех плеч смесителя, место его включения необходимо подобрать экспериментально по максимальному подавлению частоты F1пч/2.
Необходимо заметить, что в любительской литературе часто говорится о нежелательности применения сердечников в индуктивностях на входе. Эти опасения справедливы, но в случае, если индуктивности являются составной частью резонансных систем, например входных контуров с добротностью более 10. В остальных случаях, как показали эксперименты, использование индуктивностей с сердечниками (например, стандартных дросселей) не ограничивает динамический диапазон приемника — по крайней мере до уровня по продуктам третьего порядка 130 ДБМ.
Основным узлом приемника, обеспечивающим большинство его параметров, является первый гетеродин. К настоящему времени предложено множество схем прямого и косвенного синтеза частот, большая часть которых не обеспечивает необходимые шумовые параметры гетеродина, а остальные, по мнению автора, совершенно не пригодны для повторения без применения зарубежных микросхем. Функциональная схема синтезатора, которая все же может быть предложена читателям для эксперимента приведена на рис. 12.
Синтезатор предназначен для перекрытия тридцати сегментов шириной 1 МГц в диапазоне 45,5...75,5 МГц при первой ПЧ 45,5 МГц. В синтезаторе используются кварцевый генератор 46 МГц (он расположен в блоке кварцевых генераторов трансивера и служит для переноса частоты первой ПЧ в тракт основной селекции, частотой 500 кГц), плавный гетеродин , перекрывающий диапазоны 6,5...5,5 МГц и генератор, управляемый напряжением, работающий в диапазоне 45,5...75,5 МГц. Сигнал плавного гетеродина смешивается с сигналом 46 МГц, в результате выделяется полоса частот 39,5...40,5 МГц, которая, смешиваясь с частотой генератора, управляемого напряжением, дает частоту, лежащую в диапазоне 6...35 МГц. Устанавливая коэффициент деления делителя в пределах 6. ..35, добиваются, чтобы при работе генератора, управляемого напряжением, в нужном диапазоне частота сигнала на выходе делителя была 1 МГц, на которой происходит захват и удержание частоты петлей фазовой автоподстройки, включающей фазовый детектор и интегратор. На второй вход фазового детектора подается сигнал 1 МГц, который также может быть использован для получения частоты 500 кГц.
Синтезаторы с такой схемой используются в ряде промышленных конструкций, например R1000. Улучшить шумовые характеристики такого синтезатора можно, уменьшив перекрытие генератора, управляемого напряжением, например до 10 МГц. Но тогда придется использовать три таких генератора, как это сделано в известной конструкции Роде, а также в приемнике KWM-380 фирмы Рокузл-Колинз.
Вообще же, по мнению автора, разработка и изготовление синтезатора, предназначенного для приемника с непрерывным перекрытием, в домашних условиях задача чрезвычайно трудная, учитывая ограниченность доступной элементной базы.
В ряде случаев (радиовещательный прием, любительская радиосвязь) требования к долговременной стабильности частоты не слишком велики и в приемнике (а также трансивере) можно применить гетеродин с параметрической стабилизацией.
Перенос сигнала на вторую промежуточную частоту может осуществляться такими же смесителями, как и в тракте первого преобразования. Однако требования ко второму смесителю значительно ниже, поскольку он работает после кварцевого фильтра. Поэтому здесь нецелесообразно использовать схемы, работающие при высоких уровнях сигнала гетеродина. Хорошие результаты могут быть получены кольцевым диодным смесителем без ограничительных резисторов и с одним диодом в каждом плече. Такой смеситель работает при уровне сигнала второго гетеродина 1,5...2,5 Вэфф. Наиболее распространенное значение второй промежуточной частоты в современных связных приемниках — 456 кГц ...1,2 МГц. Практически во всех зарубежных приемниках в тракте второй ПЧ используются кварцевые фильтры с коэффициентом прямоугольности (отношением полосы пропускания по уровням 60 и 6дБ) не хуже 1,5. Основные преимущества кварцевых фильтров в сравнении с электромеханическими — меньшее затухание сигнала при заданном коэффициенте прямоугольности и меньшая неравномерность передаточной характеристики в полосе пропускания. Кроме того, в состав ЭМФ входит существенно нелинейный элемент — магнитострикционный преобразователь, который может быть причиной блокирования слабого сигнала сильным, попавшим в полосу пропускания первой ПЧ, которая, как было показано выше, должна быть шире полосы пропускания сквозного тракта приемника. Другими словами, ЭМФ обладает более узким динамическим диапазоном по сравнению с кварцевым фильтром. Последнее обстоятельство не столь существенно, если полоса пропускания кварцевого фильтра первой ПЧ не намного отличается от полосы пропускания ЭМФ. Для различных видов излучения, как известно, требуется различная полоса пропускания приемника, поэтому необходимо предусмотреть возможность переключения фильтров во второй ПЧ, а также переключение принимаемой боковой полосы в режиме SSB. В общем случае для наиболее распространенных видов модуляции необходим следующий набор фильтров:
- 2,2...2,5 кГц верхней боковой полосы
- 2,2...2,5 кГц нижней боковой полосы
- 0,5... 1 кГц телеграф
- 7...10кГц амлитудная модуляция.
На рис.13 приведена схема переноса на вторую ПЧ, использующая такой набор фильтров.
Полоса пропускания фильтра первой ПЧ в этом случае должна быть не менее 10 кГц. Для того, чтобы во всех режимах цифровая шкала приемника показывала частоту приема (она соответствует частоте несущей в спектре сигнала) без изменения предустановки, полосы прозрачности фильтров должны быть расположены, как показано на диаграмме (рис. 14)
Если частота второго гетеродина ниже первой ПЧ, то полосы прозрачности фильтров LSB USB поменяются местами. "Пожертвовав" режимом AM и обеспечив переключение предустановки шкалы при смене режима работы, можно обойтись всего двумя фильтрами с полосами 2,4 и 0,5...1кГц. Переключение боковой в этом случае можно осуществить переключением кварца в третьем либо втором гетеродине.
При первой ПЧ 35,5 МГЦ изменение частоты второго гетеродина с 35 на 36 МГц дает инверсию боковой полосы, аналогично при второй ПЧ 500 кГц переключение кварца на 503 кГц дает инверсию боковой полосы. если фильтр имеет полосу пропускания 500,3...503 кГц. Поскольку форма амплитудно-частотной характеристики у фильтров почти всегда несимметрична, в последнем случае придется мириться с некоторым изменением окраски сигнала.
Следует отметить, что инверсия боковой полосы изменением частоты второго гетеродина может не потребовать изменения предустановки шкалы, но в таком случае частоту кварца следует точно подогнать с учетом погрешности отсчета, возникающей при смене боковой (около 3 кГц).
Само понятие "частота" при работе с различными методами модуляции в известной степени условно. Так, для однополосной радиосвязи за частоту радиостанции принято принимать значение подавленной несущей, то есть значение того, чего нет в спектре сигнала. Если любительская радиостанция работает, например, на частоте 14350 кГц с верхней боковой, весь спектр ее сигнала находится за пределами разрешенного диапазона частот, тем не менее такая работа не является незаконной. Само по себе изменение боковой полосы может производится либо с сохранением значения подавленной несущей (переключение фильтров), либо с сохранением спектра сигнала на оси частот (переключение несущей). Очевидно, в последнем случае при общепринятой методике определения частоты требуется введение поправки в частотомер.
На рис.15 представлена схема тракта переноса на вторую ПЧ, использующая общий электромеханический фильтр для верхней и нижней боковых полос и не требующая переключения предустановки в шкале.
В схеме для уменьшения полосы пропускания в режиме CW используется дополнительный ЭМФ с полосой 2,5-3 кГц типа "С". Поскольку первый (2,5 В) и второй (2,5 С) фильтры в режиме CW соединены последовательно. в тракте ПЧ формируется АЧХ со срезами 0,3 и 1,2 кГц, то есть обеспечивается полоса пропускания около 1 кГц (около 1,3 кГц при полосе каждого ЭМФ 3 кГц), что вполне приемлемо для приема телеграфного сигнала. При желании более узкая полоса может быть обеспечена фильтрацией на низких частотах. В схеме используется такой же смеситель УПЧ, как и в схеме, приведенной на рис. 1. Последняя схема выгодно отличается тем, что в ней используются более доступные фильтры. Кроме того, эта схема дает возможность применения в тракте первой ПЧ фильтра с полосой около 3 кГц, что повышает помехоустойчивость приемника. Недостатком схемы является необходимость точной подгонки кварцев во втором гетеродине и некоторое ее усложнение.
Фильтром основной селекции на второй ПЧ заканчивается часть схемы приемника, обеспечивающая основные его параметры. Остальная часть схемы может быть заимствована из любой конструкции, описанной к настоящему времени. Здесь следует только предостеречь от чрезмерного увлечения сервисными функциями и иметь в виду следующее. Автоматическая регулировка усиления, вопреки существующему мнению может, в лучшем случае, не ухудшить параметры приемника. Чтобы АРУ не уменьшила многосигнальную избирательность, не следует регулировать усиление какого-либо каскада до фильтра основной селекции. Глубина АРУ должна быть такой, чтобы защитить оператора от "хлопков по ушам", и не более того.
Не следует забывать, что цель приемника — донести до оператора обстановку в эфире. Глубокая АРУ, срабатывая по более сильному сигналу, лишает возможности выделить нужный сигнал. Поэтому весьма желательно АРУ сделать отключаемой.
Фильтрация сигнала на низкой частоте при полосе пропускания у же 300 Гц практически не дает выигрыша при приеме телеграфных сигналов (CW) на слух, но такая фильтрация весьма желательна при приеме RTTY, особенно с помощью компьютера. Следует также предостеречь от применения на входе приемника аттенюатора на pin диодах. Такой аттенюатор делает бессмысленными усилия по повышению динамического диапазона приемника, поскольку уже при сигналах 10-20 мB он обладает существенной нелинейностью. Единственно возможным здесь оказывается аттенюатор с "классической" схемой на резисторах, но необходимость в нем может потребоваться только на очных соревнованиях по радиосвязи.
Примечание RA3GGI: На этом публикация статьи в журнале "Радиолюбитель" закончилась, а жаль…
1. Э.Т.Ред. Схемотехника радиоприемников. -- М.: Мир, 1989 (с.11).
2. Doug De Maw. QST, Jan.1981, р. 19-24.
3. D.Rode. Ham Radio, N 1, 1980.
