Сергей Агеев
"КВ-журнал" №1 1997г.
Хорошо известно, что приемники прямого преобразования (DCR - Direct Conversion Receiver) имеют ряд преимуществ перед традиционными - простота, отсутствие побочных настроек, меньшее энергопотребление при заданном динамическом диапазоне, удобство реализации на микросхемах.
Эти преимущества достигаются в первую очередь за счет того, что функцию фильтра основной селекции в приемниках прямого преобразования выполняет фильтр нижних частот (ФНЧ) вместо традиционного полосового фильтра. При этом, во - первых, порядок (грубо говоря, суммарное число конденсаторов и катушек или эквивалентных им элементов) полосового фильтра оказывается вдвое выше, чем у равноценного по избирательности фильтра нижних частот, а во - вторых, точность реализации характеристик ФНЧ несравненно выше, чем полосовых фильтров. Полосовой фильтр без подстройки может быть выполнен разве что на отборных кварцевых резонаторах, и то при погрешности в полосе пропускания не менее 2...3 дБ. В то же время ФНЧ при грамотной реализации имеет относительную чувствительность АЧХ к изменению элементов, не превышающую единицы как в большей части полосы пропускания, так и в полосе заграждения. Говоря другими словами, изменение номинала какого -либо элемента на, допустим, 5%, приведет к изменению АЧХ и частоты среза ФНЧ не более чем на те же 5% ( < 0,5 дБ ). Попробуйте себе представить, что произойдет, если расстроить хоть одну катушку полосового фильтра промежуточной частоты на те же 5% !
Возможность реализации с высокой точностью почти или совсем без настройки - не единственное достоинство ФНЧ при использовании его в качестве фильтра основной селекции сигнала. ФНЧ имеет еще два существенных преимущества перед полосовыми фильтрами. Первое - это то, что благодаря низким рабочим частотам конструктивно достижимыми оказываются затухания в полосе заграждения около 100 дБ (!), что
практически недостижимо на радиочастотах из-за паразитных связей и взаимных наводок. Второе - реальная возможность изготовления с точками "бесконечного" затухания в полосе заграждения, что резко повышает коэффициент прямоугольности и соответственно избирательность фильтра. К примеру, ФНЧ на трех катушках и семи конденсаторах обеспечивает избирательность лучше 95 дБ при коэффициенте прямоугольности 1,8 по уровням -3 и -95 дБ (!) и неравномерности АЧХ в полосе пропускания около 1 дБ - величины, недоступные даже сложным кварцевым фильтрам, набранным из специально подобранных резонаторов. О стоимости изготовления и настройки такого кварцевого фильтра лучше и не говорить.
Конечно, у ФНЧ есть и свои недостатки. Главный и основной - необходимость в применении катушек с относительно большой индуктивностью, которые очень трудно заэкранировать от низкочастотных магнитных наводок. А чтобы получить это значение индуктивности, требуется применять замкнутые ферромагнитные магнитопроводы, что снижает динамический диапазон из-за появляющейся нелинейности (вспомните вид петли гистерезиса) и резко ухудшает стабильность номинала индуктивности. Необходимость использования тонких проводов для намотки приводит к ощутимому последовательному сопротивлению (десятки и сотни ом), а большое число витков - к большой паразитной емкости, искажающей характеристики фильтра. В настоящее время благодаря освоению в производстве новых марок магнитных материалов эти недостатки удалось несколько уменьшить, но отнюдь не устранить совсем.
Тем не менее выход из положения есть. Он заключается в использовании аккуратно спроектированного активного фильтра. В отношении линейности и стабильности характеристик активный фильтр при надлежащей реализации на звуковых частотах далеко превосходит LC-фильтры на катушках с ферромагнитными сердечниками. Что же касается уровня шумов, то он может быть сведен до 1...2 мкВ, что соизмеримо с шумами реального LC-фильтра.
Исходя из этих соображений, автором по просьбе В. Т. Полякова была разработана серия малошумящих активных фильтров для применения в приемниках прямого преобразования. Некоторые из них подробнее описаны ниже.
Вниманию читателей предлагаются схемы пяти фильтров (рис. 1 - 5), три из которых (см. рис. 1, 3, 4) обеспечивают точную передачу постоянной составляющей сигнала (это нужно, например, при использовании такого фильтра в цепи управления следящим генератором петли ФАПЧ), а два других (см. рис. 2, 5) ценой отказа от точной передачи постоянной составляющей дополнительно обеспечивают срез низких частот (фактически это полосовые фильтры с неравными крутизнами спада) и имеют предельно низкую чувствительность АЧХ к номиналам элементов. Три фильтра имеют седьмой порядок и собраны на восьми ОУ, а два других - фильтры пятого порядка на шести ОУ. На рис. 2 и 5 изображены схемы фильтра с предельно низкой чувствительностью к номиналам элементов.
В таблице приведены все представляющие интерес для конструктора характеристики каждого фильтра. В ней f01, f02, f03 - частоты настройки максимумов затухания для каждой ячейки, f500 Гц, f1000 Гц, f1500 Гц - фазовый сдвиг на частотах 0,5, 1 и 1,5 кГц для расчёта устойчивости при включении фильтра в схему с обратной связью, Uшум - среднеквадратичное напряжение выходного шума в полосе от 50 до 3400 Гц (без частотного взвешивания и при единичном усилении).
|
Параметр |
Порядок фильтра |
||||
|
5 |
5 |
7 |
7 |
7 |
|
|
Точное пропускание постоянной составляющей (да/нет) |
+ |
- |
+ |
+ |
- |
|
Частота среза, Гц |
2400 |
2400 |
2700 |
2500 |
2500 |
|
Коэффициент прямоугольности |
1.9 |
1.9 |
1.57 |
1.8 |
1.8 |
|
Неравномерность АЧХ в полосе пропускания, дБ, не более |
±1.1 |
-1.9 |
-1.2 |
-1.2 |
-1.9 |
|
Затухание в полосе заграждения, дБ, не хуже |
-68 |
-70 |
-86 |
-96 |
-98 |
|
0-R1, Ом |
4630.9 |
8082.1 |
4507.2 |
4948.3 |
7467.2 |
|
0-R2, Ом |
197.49 |
362.67 |
151.05 |
124.18 |
202.86 |
|
0-R3, Ом |
5650.6 |
10034.7 |
5098.6 |
5669.5 |
9316.2 |
|
0-R4, Ом |
641.95 |
973.88 |
819.21 |
643.69 |
1015.3 |
|
0-R5, Ом |
3494.8 |
7345.7 |
4643.9 |
5230.0 |
8809.5 |
|
0-R6, Ом |
- |
- |
575.17 |
469.21 |
673.72 |
|
0-R7, Ом |
- |
- |
2670.5 |
2926.1 |
6788.8 |
|
1-R2, Ом |
4788.9 |
2594.5 |
4192.9 |
4555.1 |
2716.1 |
|
2-R2, Ом |
3639.6 |
2359.7 |
3425.4 |
3923.5 |
2478.9 |
|
3-R2, Ом |
- |
- |
3213.0 |
3638.1 |
2534.9 |
|
f01, Гц |
7438.8 |
7458.0 |
9090.4 |
9618.7 |
9746.2 |
|
f02, Гц |
4732.8 |
4772.2 |
4318.6 |
4552.5 |
4560.0 |
|
f03, Гц |
- |
- |
5322.0 |
5537.0 |
5535.8 |
|
j500 гц ,градус |
50 |
53 |
60 |
66 |
68 |
|
j1000 гц ,градус |
90 |
93 |
114 |
129 |
130 |
|
j1500 гц ,градус |
155 |
155 |
190 |
211 |
215 |
|
Uшум, мкВ (50 ...3500 Гц) |
< 1.4 |
<1.2 |
<1.7 |
<1.7 |
<1.4 |
По своим характеристикам, за исключением, возможно, уровня шумов, он в несколько раз выше, чем уровень шума на выходе лучших пассивных смесителей в той же полосе частот, - фильтры весьма подходящи для применения в приемниках прямого преобразования. На низкочастотных поддиапазонах (40, 80 и 160 м) все равно будет доминировать шум эфира, поэтому улучшать чувствительность следует лишь при работе на высокочастотных диапазонах (10, 11, 15 м и УКВ). Учитывая, что запас по перегрузке внеполосным сигналом для фильтров, построенных по приведенным схемам, ограничивается лишь напряжением питания, имеет смысл вместо первого (буферного) ОУ использовать малошумящий предусилитель на высококачественном ОУ или дискретных транзисторах с коэффициентом усиления порядка 10. Возможен и другой путь - применение активных смесителей, усиливающих сигнал. При этом шум активного фильтра становится несущественным на фоне выходного шума активного смесителя. Что же касается динамического диапазона для внеполосных сигналов, то при чрезмерном усилении он снизится из-за начала ограничения в усилителе или активном смесителе, поэтому излишне "разгонять" усиление не стоит. Так, например, чтобы у приемника была чувствительность около 0,1...0,05 мкВ при применении самого шумящего фильтра (см. таблицу), потребуется усиление от антенного входа до входа фильтра в 30...60 раз (30...36 дБ). Специально отметим, что уровень шума LC-фильтра с сопротивлением катушек по 80... 150 Ом лишь в два - четыре раза меньше, чем у описываемых активных фильтров, в то время как интермодуляционные искажения для катушек на ферритовых кольцах достигают 1...2% (-34...-40дБ) уже при сигналах в 100...300 мВ, т. е. по линейности реальный LC ФНЧ уступает активному ФНЧ намного больше, нежели выигрывает у него по шумам. Иными словами, несмотря на больший шум, динамический диапазон активного фильтра оказывается лучше, чем у реального LC-фильтра на катушках с ферромагнитным сердечником.
Учитывая, что напряжение сигнала на входе фильтра может доходить до 2 В (на 120 дБ выше уровня шума) внутри полосы пропускания и достигать по размаху полного напряжения питания на частотах выше частоты среза при интермодуляционных искажениях не больше, чем 0,02...0,0002% или -75...-114 дБ (в зависимости от качества ОУ), получим динамический диапазон собственно фильтра по интермодуляции в пределах 90...120 дБ. Этого более чем достаточно для большинства применений, поскольку самым "слабым" (по динамическому диапазону) звеном будет оставаться смеситель, а не фильтр.
Все предлагаемые фильтры выполнены на основе частотозависимых отрицательных сопротивлений - ЧЗОС (англ. FDNR), или, как их ещё называют, суперёмкостей (Supercapacitors). Основным "строительным блоком" при их построении является узел на двух ОУ, обведенный на рис. 1 штрихпунктирной линией.
Пытаться применять счетверённые ОУ в одноканальном фильтре нецелесообразно, так как при этом резко увеличиваются паразитные связи между звеньями фильтра. Крайне нежелательно также уплотнение монтажа за счёт вертикального расположения элементов, поскольку это сильно ухудшает экранирующий эффект "земляной" плоскости. Не следует забывать и о таких "мелочах", как резисторы и конденсаторы развязки по питанию. Пример выполнения разводки законченного фильтра можно найти в статье автора "Подавление надтоналъных помех в бытовой звукозаписи" в журнале "Радио" №7 за 1995 г.
Теперь о выборе ОУ для фильтров. Среди ходовых зарубежных ОУ наиболее предпочтительными с точки зрения отношения цена/качество представляются LM833, ОР-227, ОР-270, ОР-275, ОР-276, ОР-285 (все - сдвоенные). Из отечественных ОУ можно порекомендовать 140УД25 (одинарный). Неплохие результаты могут получиться при использовании ОУ К157УД3 (или К157УД2), однако это потребует переделки топологии печатной платы и подбора элементов коррекции. Критерии выбора ОУ - минимальный шум (спектральная плотность ЭДС шума не более 6 нВ/(Гц)0.5, спектральная плотность входного тока шума не более 0,7 пА/(Гц)0.5 ), коэффициент ослабления синфазного сигнала на частотах до 3 кГц не менее 80 дБ, малые нелинейные искажения (не более 0,003% на частоте 10 кГц) и стабильность при единичном усилении.
Особого внимания требует выбор входного ОУ для фильтров. В большинстве случаев целесообразно, чтобы он обеспечивал некоторое усиление, особенно если фильтр стоит сразу после пассивного смесителя. Чтобы в этом случае достичь минимального уровня шума, нужно использовать ОУ с предельно низкой ЭДС шума. Это позволит получить предельную чувствительность всего приёмника.
С точки зрения помехоустойчивости предпочтительно применение ОУ с полевыми транзисторами на входе, например AD745, с усилением около 5...8 раз (рис. 6). Можно использовать и биполярные ОУ, например, ОР-37 (или 140УД26), AD811, ОР-61, AD829, AD797 и LT1028 (перечислены в порядке улучшения характеристик). Первые три из них целесообразно включить с усилением в 5...8 раз, AD829 лучше использовать при усилении в 10...15 раз (рис. 7), а для реализации предельных характеристик следует взять AD797 (или LT1028) и задать ему коэффициент усиления 25...35 (рис. 8). При этом приведённый ко входу фильтра шум не превысит 0,06 мкВ (!). На AD745 или ОР-37 можно добиться уровня шума около 0,2 мкВ. Естественно, что вместе с ростом чувствительности падает максимально допустимое входное напряжение, к примеру, при питании + 15 В и усилении в 50 раз максимально допустимый внеполосный сигнал составит не более 0,2 В,фф (+ 130 дБ по отношению к уровню шума), а внутри полосы - раза в четыре меньше. Впрочем, ничто не мешает сделать коэффициент передачи переключаемым, например, с помощью герконового реле, обеспечив тем самым необходимый сдвиг динамического диапазона при чрезмерном уровне входного сигнала.
Если от фильтра требуется точная передача постоянной составляющей, то наиболее целесообразным будет применение ОР-37 (140 УД26), AD797 или LT1028, поскольку эти биполярные ОУ имеют чрезвычайно малые напряжения смещения (десятки микровольт) и температурного дрейфа (доли микровольта на градус). Если же передавать постоянную составляющую не требуется, то при изготовлении фильтров по схемам на рис. 2 и 5 коэффициент усиления входного ОУ следует устанавливать примерно вдвое большим по сравнению с указанным выше. Необходимые для этого номиналы указаны в скобках на рис. 6-8.
Выходной ОУ выбирается из тех же соображений, что и ОУ, используемые в звеньях фильтра. При желании на нём
можно построить отключаемый "телеграфный" фильтр, например, как показано на рис.9.
Благодаря тому, что при разработке этих фильтров принимались меры по обеспечению наименьшей чувствительности их характеристик к номиналам элементов, при наличии у радиолюбителя возможности использовать однопроцентные (или отобранные) резисторы в сочетании с пятипроцентными емкостями из одной партии, то с вероятностью более 90% отклонения АЧХ и частоты среза не превысят 1 дБ и 5% соответственно. Особенно это относится к фильтрам, собранным по схемам на рис. 2 и 5. Если же такой "вероятностный подход" представляется рискованным или есть желание получить наилучшие возможные характеристики, то следует настраивать звенья фильтра. Необходимость в настройке возникает и при невозможности использования точных емкостей.
Чтобы точность настройки была высокой, необходимо выполнить два условия. Первое состоит в сохранении в реальной конструкции таких же отношений номиналов резисторов 0-Rl - 0-R5 (0-R7) между собой, как и на схеме. Второе заключается в равенстве произведений номиналов элементов 0-R5 и С6 в изготавливаемом фильтре и на схеме на рис. 1. Это же относится к произведению номиналов 0-R7 и С8 в фильтрах, выполненных по рис. 3 и 4, а также 0-R1, С2 и 0-R5, С7 (0-R7, С9) в фильтрах, собранных по рис. 2 (5). Последнее условие фактически требует попарного равенства С2 и С7 (С9). Желательная точность соблюдения всех этих условий - 1%, допустимая - 2...3%. Важно также выдержать равенство резисторов 1-R1' и 1-R2 (соответственно 2-R1' и 2-R2, 3-R1' и 3-R2) в цепях ЧЗОС с точностью примерно 2...3% (номинал не важен - от него зависит только шум фильтра, и то очень слабо).
Такая точность обеспечивается, если подбор компонентов для фильтров, изображенных на рис. 1, 3, 4, начать с конденсаторов, устанавливаемых как С6 (С8). А в фильтрах, собираемых по рис. 2 и 5, вначале следует подбирать парные конденсаторы. Затем измеряют их ёмкость и корректируют номиналы резисторов 0-R1 - 0-R7 и 1-R2 - 3-R2, с тем, чтобы выполнялось второе условие. После измерений конденсаторы целесообразно разместить на плате или пометить, чтобы не перепутать с другими при сборке. По вычисленным номиналам подбирают сами резисторы, R1 - R7 - точно, 1-R2 - 3-R2 - в первом приближении (резисторы могут быть поставлены с разбросом +-5%, но следует замерить их фактическое сопротивление - это пригодится при настройке). Чтобы облегчить подбор резисторов, на печатной плате следует предусмотреть место для составления требуемого номинала из двух резисторов (см., например, упоминавшуюся здесь статью в "Радио"). Затем устанавливают остальные детали. Последними, после проверки монтажа, размещают ОУ.
Собственно настройка фильтра сводится к установке (настройке) номинала каждого ЧЗОС . Чтобы настроить ЧЗОС, нужно с каждым из них по очереди проделать следующую процедуру. Между "землёй" и точкой соединения резистора, отходящего от ЧЗОС, с цепочкой продольных резисторов (например, для первого ЧЗОС на рис. 1 это точка соединения элементов 0-R1 - 0-R3, для второго - 0-R3 - 0-R5) нужно включить резистор сопротивлением 0,2...0,5 Ом. Затем, подавая в эту же точку через резистор в несколько килоом сигнал от генератора звуковых частот и изменяя его частоту, находят максимум резонансной кривой по напряжению на выходе верхнего (правого) по схеме ЧЗОС ОУ. Этот максимум очень острый, поскольку добротность ЧЗОС может достигать нескольких тысяч. Если ЧЗОС самовозбуждается, следует на время настройки зашунтировать на "землю" точку соединения 0-R2 (0-R4, 0-R6) с собственно ЧЗОС, конденсатором емкостью 10...50 пф. Затем, сравнивая измеренную частоту максимума напряжения с данными из таблицы для соответствующего ЧЗОС, рассчитывают точный номинал 1-R2 (2-R2, 3-R2) по формуле
Rfine = Rd (F0m/F0c)2
где F0c - расчётная резонансная частота, указанная в таблице,
F0m - измеренная резонансная частота,
Rd - номинал установленного резистора,
Rfine - уточнённый номинал резистора.
После установки нового резистора имеет смысл проверить получившуюся резонансную частоту (вполне достаточна точность частоты 0,5%).
Точно таким же образом настраивают остальные ЧЗОС. Для контроля частоты целесообразно подключить к звуковому генератору цифровой частотомер, поскольку точность градуировки по частоте у большинства генераторов оставляет желать лучшего.
Проведённая таким образом настройка гарантирует получение приведённых в таблице характеристик фильтров в отношении неравномерности АЧХ, коэффициента прямоугольности и величины затухания.
В сигнальных цепях следует исполь зовать только металлопленочные резисторы, например, МОН, МЛТ, ОМЛТ, С2-23, С2-10. Углеродистые резисторы (УЛМ, ВС, все серии С1-ХХ) в малосигнальных цепях использовать не рекомендуется из-за присущей им нелинейности на малом сигнале и повышенных шумов. Для частотозадающих конденсаторов (0,022 мкФ) идеальный вариант -конденсаторы серии К71-ХХ, но можно применять и К72-ХХ, ФТ, К77-ХХ, К78-XX, К70-ХХ, К73-ХХ, К74-ХХ, ПМ, ПМ-2. Ни в коем случае не следует пытаться использовать малогабаритные керамические конденсаторы: среди них на номинал в 0,022 мкФ существуют только сегнетоэлектрические конденсаторы, стабильность и линейность которых хуже, чем у электролитических. Рабочее напряжение конденсаторов некритично, вполне достаточно 25 В. Вообще, при применении современных микросхем качество устройств зависит от качества сигнальных конденсаторов и резисторов ничуть не в меньшей мере, чем от качества активных элементов.
Несколько слов о возможных модернизациях. Во-первых, пересчёт фильтра на другую частоту среза производится обычным методом - исходя из отношения частот выбирается ближайший номинал конденсаторов, с тем чтобы оставшуюся подстройку частоты среза выполнить за счёт соответствующего изменения номиналов резисторов 0-R1 -0-R5 (0-R7) и 1-R2, 2-R2 (3-R2). Осталь ные резисторы изменений не требуют, номинал конденсаторов С' в звеньях ЧЗОС не критичен, при сильном увеличении частоты среза их лучше уменьшить до 3...5 пф. Во-вторых, можно несколько уменьшить шумы (раза в два -три) и тем самым поднять динамический диапазон при применении малошумящих мощных ОУ, например AD797, мощные (50 мА и более) выходные каскады которых позволяют в несколько раз снизить номиналы резисторов, снизив тем самым их шум. Ёмкости конденсаторов, конечно, при этом должны быть пропорционально увеличены. Выходная мощность AD797 позволяет при условии ограничения напряжения питания значением ±12 В и обеспечения теплоотвода от ОУ снизить номиналы резисторов до 9 раз против приведённых в таблице и увеличить ёмкость до 0,2 мкф.
Такие драконовские меры в пределе позволяют втрое снизить шум фильтра при сохранении почти прежней максимальной амплитуды сигнала. Динамический диапазон фильтра при этом расширяется почти на 10 дБ, до 142 дБ по внеполосным сигналам и до 130 дБ по внутриполосным сигналам, поскольку уровень шума становится меньше, чем у реального LC - фильтра. С другой стороны, едва ли на практике в этом есть надобность.
